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发布时间：2015-11-02
输出功率和磁芯尺寸的关系 要使变压器输出更大的功率，我们希望在电压一定的情况下，圈数要尽可能的少、导线尽可能的粗。 这样才有利于提供较大的电流，输出更大的功率。前者需要较大的磁芯截面积，后者要求较大的磁芯窗口 面积。因此要获得较大的输出功率磁芯尺寸必须够大才行。 变压器初级绕组的圈数可用下式来算： N = k *10^5 * U /(f *Ae* Bmax ) k 为最大导通时间与周期之比，通常取k=0.4； U 是初级绕组输入电压（V），（近似等于直流输入电压)； f 是变压器的工作频率（KHZ）； Ae 是磁芯的截面积（cm2）； Bmax 是允许的磁通密度最大变化幅度（G）。 因此，在一定电压下，增大截面积Ae、提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax，都有利于减少 圈数，提高输出功率。但是，磁芯的损耗（铁损）是按Bmax的2.7次幂和f的1.7次幂呈指数增长的，Bmax还 受磁芯饱和的限制。因此，提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax都是有限度的。大多数适合做开 关电源的铁氧体磁芯频率通常限制在10-50KHZ以内，Bmax限制在2000G（高斯）以内，一般取Bmax=1600G较 为合适。因此，功率主要靠磁芯截面积Ae、其次靠工作频率f控制。 但必须明确的是，这种控制关系是间接的而不是直接的，Ae加大和f提高只是表示对同样的电压，允许 绕的圈数更少，只有实际把圈数减少了才能提高功率。如果在同样材料的一个大磁芯和一个小磁芯上，用 一样的导线绕同样的圈数，对同样的输入电压输出功率是基本相同的。同样，如果一个做好的变压器，仅 仅靠改变工作频率，也是不会使输出功率提高的。 因为变压器已经做好，所以我建议提高输入电压来提高功率；如果从变压 器入手的话，可以尝试把导线适当加粗，同时把频率提高一些，以允许圈数能有所减少，这样就可加大输 出功率。 导线加粗受到磁芯窗口面积Ac限制。用截面积为Ad的导线绕N圈，占用的窗口面积为： Awc = N *Ad = k * 10^5 * U *Ad / (f *Ae* Bmax ) 设，初级绕组窗口占用系数为Sn =Awc / Ac， Ad用电流I（有效值）和允许的电流密度J表示为 Ad=I/J/100，（Ad-平方厘米，I-A有效值，J-A/平方毫米） 则上式可写成：Ac* Sn = k * U *I*10^3 / ( f *Ae* Bmax * J) 或，U*I = Sn * Bmax * J * f *Ae* Ac * 10^-3 / k 因为输入功率等于输入电压U与电流平均值k*Ip的乘积，而电流有效值I与峰值Ip的关系为 Ip= 1.58*I，所以输入功率Pi = 1.58*k*U*I = 1.58*Sn * Bmax * J * f *Ae* Ac * 10^-3 再乘上效率Ef就得到最大输出功率的表达式 Po = 1.58 * Ef * Sn * Bmax * J * f *Ae* Ac * 10^-3 可见，功率除了和上面那些有利于圈数减少的因素成正比之外，还与允许导线加粗的Ac、Sn以及电流 密度J成正比。工程上一般取Ef = 0.8，Sn=0.4，Bmax=1600G，J=4A/平方毫米，再考虑到不同电路形式的 绕组结构不同，故常用下式来估算磁芯的最大输出功率：Po = m * f * Ae * Ac 推挽电路m=3.2，单端正激电路m=1.6，半桥和全桥m=4.48 电视机行输出变压器常用的三种U型磁芯，U12、U16、U18的Ae与Ac乘积分别为6.12、14.9、30.4（平 方厘米），如果频率取f=20KHZ，采用推挽电路，则可算得这三种磁芯可提供的最大输出功率为： U12：Po = 3.2*20*6.12 = 548 W U16：Po = 3.2*20*14.9 = 954W U18：Po = 3.2*20*30.4 = 1945W 这种U型磁芯窗口面积很大适合高压大功率的场合，但磁路较长，初、次级耦合度较差，漏感大。再次 强调，算出的最大功率只是说明该磁芯的能力，大材小用可以，小材大用就不行了。 磁芯选定之后，最大输出功率和工作频率有关 工程上可用下式估算： Po=1.6*f*Ae*Ac (W) f-工作频率（KHZ） Ae-磁芯截面积（平方厘米） Ac-磁芯窗口面积（平方厘米） (对其他电路形式，式中系数1.6有所不同） 对EI40，Ae=1.28，Ac=1.5，可算得 当f=20KHz时，Po=61W 当f=24KHz时，Po=74W 当f=48KHz时，Po=148W 绕组的每伏匝数，用下式计算： No = 15.6/(f*Ae) (匝/V） 若f=24KHZ, No = 15.6/(24*1.28) = 0.51 匝/V 如果初级电压V1=240V，次级电压V2=36V，则 初级匝数： N1 = No*V1=122 匝 次级匝数： N2 = No*V2=18 匝 高频变压器设计中Bmax的值怎么取？ 更新：2005-04-24 浏览：5579 采用市面上最常用的H30,H40磁芯，一般Bmax的值怎么取？有经验值吗？ 开关电源变压器磁芯大多数应用铁氧体材料。在推挽型变换器工作状态，50kHz以下，大多数功率铁氧体材料磁通密度可以选取0.16T。而在50kHz以上，磁芯损耗与频率1.6~2次方、与磁通摆幅为2～2.7次方关系。工作磁通密度摆幅应随频率升高而下降（图）。一般在给定的工作频率下，按比损耗100～200mW/cm3选取磁通密度摆幅。在200～300kHz以下，磁滞损耗为主。在更高频率时，因为涡流损耗随频率平方（相同磁通摆幅和波形）上升，超过磁滞损耗。在200～300kHz以下，由于线圈损耗高，变压器最坏情况是低电压和满载。一旦磁芯的涡流损耗变得明显时，特别在高U时，涡流损耗将随频率迅速增加，涡流损耗实际上即磁芯材料的电阻损耗－I2R。涡流大小正比于磁通变化率，即与变压器伏/匝成正比。因此，如U加大一倍，涡流增加一倍，峰值损耗I2R增加4倍；如保持输出稳定，占空度下降一半，则平均损耗I2R增加一倍。可见磁芯涡流损耗正比于U，因此，高频时，涡流损耗占统治地位，磁芯损耗最坏情况是高U和满载，线圈最坏情况是低U和满载。 变压器在哪些情况下会啸叫？ 更新：2004-12-24 浏览：4677 人的可闻频率大约在20Hz到20kHz，如果听见叫声，说明有这个频率范围的寄生振荡，一般从示波器上也能看到。 1、试着改变一下反馈回路的参数，另外注意变压器的绕制工艺。 2、线包在高頻会发出声音 3、磁芯组合有气隙存在.变压器如果经过真空全浸,一般不会发声. 4、磁芯饱和后会发出啸叫。产生自激震荡，变压器发热 5、控制环节是不是不太稳，你看看驱动的脉宽，变化是不是很快，如果是的话，设法调节反馈参数。 6、如果兩片磁芯组合处有異物的或者夹片比较脏都有可能使变压器发出啸叫声磁通偏移 更新：2005-07-08 浏览：4654 根据电磁感应定律，一个线圈包围的磁通等于每匝伏秒的积分。这意味着任何磁器件的任何线圈上电压，一个周期内平均电压必须为零。一个交流波形中，如果存在即使非常小的直流分量，也会慢慢地将磁芯磁化到饱和。 在高频开关电源中，理论上推挽驱动波形是对称的，开关期间相等的正负伏秒交替加到线圈上，将磁芯磁化然后复位到初始状态。但是，通常由于功率器件的导通电阻Ron或开关速度的不等，使得驱动波形的伏秒不对称，产生小的直流分量引起磁通的偏移。高频变压器一般初级匝数很少，直流电阻极低，直流磁化电流分量压降IR在磁芯饱和前，不足以消除伏秒不对称。 正激变换器磁通偏移不是问题。当开关关断时，变压器磁化电流减少使电压反极性，一般引入箝位电路，反向电压使磁化电流减少到零，回到磁化的起始状态。反向伏秒精确地等于开关导通时的伏秒。正激变换器自动地自复位（通过限制最大占空度，保证有足够的复位时间）。 电压型任何推挽电路拓扑（全桥，半桥和中心抽头推挽），磁通偏移问题最为严重。解决办法之一是在磁芯的磁路中串联一个小气隙，这将使磁化电流增加，同时非矩形磁化曲线，有利于避免饱和。电路电阻的IR压降可以抵销驱动波形中不对称。但磁化电流增加表示激磁电感能量的增加，通常用缓冲和箝位吸收，增加了电路损耗。 解决不对称问题的比较好的方法是采用电流型控制模式（峰值或平均电流型控制）自动平衡。由于伏秒不对称，磁通开始向一个方向偏移，峰值磁化电流在若干周期逐渐不对称。而电流型控制中监测电流，并在每个开关周期相同的峰值电流关断开关，峰值电流大的导通时间短，反之加长。直流分量造成的伏秒不平衡因此被纠正了。峰值磁化电流在两个方向相等，磁通偏移最小。 然而对于半桥出现了新的问题。当电流型控制通过交替加长或缩短脉冲宽度来纠正伏秒不等时，交替开关期间产生了安秒（电荷）不等。电荷不等将引起电容分压向正或负母线偏移。如果电容分压离开中心点，伏秒不平衡更坏，引起电流控制型进一步的纠正脉宽，导致恶性循环，电压偏移到一边母线。这在全桥或中心抽头推挽是不存在的，半桥仍回到电压型控制。 在桥式中，最简单的解决磁偏的方法是在变压器初级串联一个电容。利用电容隔离激励波形中的直流分量。 密度 : 500（g/cm3） ; 居里温度 : 350（℃） ; 剩磁 : 12（mT） ; 矫顽力 : 560（A/m） ; 矩形比 : 600 ; 初始磁导率 : 6000 ; 饱和磁感应强度 : 4500 ; 品名 : 锰锌铁氧体 ;
